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整套离网光伏系统设计有6个PV阵列

发布时间:2019-04-24

  光伏(PV)技术可提供清洁、安全又可靠的可再生能源,无活动部件,运行成本低廉,维护要求最低,零燃料成本和长使用寿命(20年以上)。这一系列优点使得离网型光伏应用在技术上是可行的,经济上极具竞争力。光伏发电已被证实,能满足未来能源的一些社会需求,是非污染的发电方式。在印度已经配置 450,000个离网光伏系统(典型的35-100Wp容量);在发展中国家,比如尼泊尔(61%)大多数人口还未用上电,目前政府已优先对市郊、农村推广电气化,而离网技术的光伏发电是最普遍采用的发电技术之一。

  离网PV应用的典型例子之一,是在美国科罗拉多州的VanGeet离网型光伏基地的1kW PV阵列。此例中,延长电力网1.5英里达到建筑物的造价估计为100,000美元,其中,包括带MPPT(最大功率点跟踪)控制器的非晶硅PV阵列,42.7kWh蓄电池组合4kW的逆变器,将这些与高能效的建筑设计组合一起,证明在经济上和环保上都是很成功的。

  2010年全球航运的光伏应用已超过16GWp,结晶硅材料占该市场的87%。虽然已经报道世界级多晶硅电池效率高达20.3%,典型的可购商品多晶硅模块公布的效率仅为13.4%,但仍选定它作为这一研究的基础。由于光伏阵列的发电要求由太阳能提供光子,故光伏阵列在夜间不发电,而在多云或局部阴天气候下发出的电低于峰值功率,光伏阵列发电具有间断性。为保证离网光伏应用中的连续性,这些因素则要求蓄电池储能。

  由光伏阵列输出的直流首先要通过逆变器变成交流(DC-AC),已公布的逆变器效率范围是85.8%-92.4%(最高效率)。然而,当利用多晶硅光伏阵列时,逆变器总的系统效率为10%左右,在这么低的转换效率下,与逆变器相关的损耗应降低到最小。

  本文介绍了离网型光伏应用中开关频率低的13电平级联多电平逆变器。因太阳光伏阵列产生的电压低,一般要使用升压变压器或DC-DC升压变换器。以便获得230V的输出功率。对于DC-AC的变换,通常采用脉宽调制(PWM)逆变器,但因为对开关器件产生高的dv/dt应力、大的损耗、电磁干扰(EMI)问题,以及较高的THD(总谐波失真)等,故目前正考虑采用多电平的逆变器。

  整套离网光伏系统设计有6个PV阵列,每块阵列板有5个并联模块,每一模块含90块电池。MPPT为50-60V,输出功率135W。

  图1所示为13电平级联逆变器的电路图。在此逆变器中,有6个串联连接的H桥并以基波频率运行,与其它的多电平拓扑例如,二极管钳位、飞跨电容器、级联的H桥PWM以及级联的变压器PWM比较,新研制的逆变器有很多优越性。这些优点包括:低开关损耗、简单的开关技术和最少的元部件数。而且,这一结构形式像二极管钳位和飞跨电容器逆变器那样,在损耗最小的情况下,勿需先进的充电-平衡技术或复杂的开关技术。

  如图1所示,6个独立的光伏系统,分别与接到每一个H-桥的蓄电池并联,蓄电池储能的电压电平和光伏系统应这样设计,要使得逆变器基本部件的输出电压等于230 V.。100μF电容器跨接在逆变器的输出端,其工作就像功率因数校正电路的电容器和滤波器一样。

  为获得13电压电平,如图1所示串联连接H-桥。表1和表2列出开关的模式。每一H-桥为3电平逆变器,并能按照开关状态产生输出电压+Vdc/6, o, -Vdc/6( Vdc为图2所示多电平电压输出的峰值)。为得到正的输出电压,开关S1、S2 、 S3、 S4、 S5 和S6 应接通,而S(_)1、S(_)2 、 S(_)3、 S(_)4、 S(_)5 和S(_)6断开;另一方面,要得到负的输出电压,S(_)1、S(_)2 、 S(_)3、 S(_)4、 S(_)5 和S(_)6 应接通,而S1、S2 、 S3、 S4、 S5 和S6 断开。在此逆变器中,为获得不同的电压等级,6个H-桥将以不同的延迟:β1、β2…β6 进行切换,如图2所示。为了以最小的THD优化基波电压分量,β1、β2…β6 分别选择为5。 ,15。 ,25。 ,36。 ,49。 和67。 。

  每一H-桥的开关脉冲发生器,由信号发生器和信号比较器组成。信号发生器产生增益=1的正弦调制信号,周期为T;而载波信号的梯形周期为6T(图3所示)。在信号比较器内,

  调制信号和载波信号进行比较。以产生开关信号。图3给出在H-桥1产生正电压时开关1发出的开关信号。如图3所示,当正弦调制信号大于载波信号时,信号发生器输出1;相反,则输出为0。在输出开关信号至S2 的情况下(H-桥2),图3中载波信号的梯形则向右位移时间Ts。这样,当桥1的载波信号为sin(β1 ), 桥2的载波信号则为

  如上所述,开关脉冲发生器在相应的延迟角(β1、β2…β6 )下接通和断开相关的H-桥,在其端子上产生+Vdc/6,0,或-Vdc/6的电压。如果桥1至桥6经常分别在延迟角β1、β2…β6 接通,接到桥1的储能用蓄电池输出最大的能量(其导通从β1 到π–β1 )时,而桥6输出能量则最小(其导通从β6 到π–β6 )。为避免这样,每桥的延迟角在每个周期内转动,如桥1至桥6,以延迟角β1、β2…β6

  在第一电压周期内接通;在第二电压周期内它们则以延迟角β2、β3 …接通。按照这一方式,在第六周期后,从每一储能蓄电池漏泄的能量则相等。开关脉冲发生器是通过调制信号与6T周期梯形载波信号的比较达到这一点的,梯形载波信号如图3所示在sin(β1 )、 sin(β2) 、sin(β3) 、sin(β4 ) 、 sin(β5 ) 和sin(β6 )下具有6个明显不同的电压电平。

  本项研究中,利用了1Ah锂电子电池组件作为贮能系统。假定蓄电池的内电阻不变,1Ah锂离子电池的动态模型已经推导出。蓄电池的容量不取决于电流的幅值,且蓄电池无

  温度效应、记忆效应和自放电。研究中利用该蓄电池模型是在充电状态(SOC)为唯一状态变数和净放电电流为输入变数的情况下。这一模型代表三种工业蓄 电池形式:Li离子、

  NiCd(镍镉)、NiMH(镍氢化物)制造厂的曲线。在这一模型中,基于蓄电池实际SOC的蓄电池开路电压,用以下方程式描述:

  式中,Ebatt —内部电压(V);Eo—蓄电池电压常数(V);k—极化电压(V);SOC—充电状态(%);Q—蓄电池容量(Ah);A—指数区幅值(V);B—指数区时间常数的倒数Ah-1;Vbatt —端电压(V);Ibatt —蓄电池电流(A);Rbatt —— 内电阻(Ω);参数A、B、K、E由制造厂的蓄电池放电曲线.光伏(PV)模型

  籍助PACAD/EMTDC软件给出的PV模型用于模拟研究。这一模型由理想的电流源、并联的二极管和串联的电阻器组成。该模型的输出电流取决于太阳的辐照度,电池的温度和端部的输出。模型的输出电流由下式给出:

  式中,IA —输出电流(A);Isc —短路电流(A);取决于太阳的辐射和电池的温度;NS —串联的模块数;Np—并联的模块数;Io —二极管的饱和电流(A);V—端电压(V);n—二极管的理想常数;VT —模块的端电压(V)。

  模拟试验中采用的PV模块,有90个电池串联,其开路电压为75V,短路电流2.5A.图4所示为PV模块的V-I特性曲线V之间。

  图5(a)和(b)所示为3电平二极管钳位和飞跨电容器逆变器的结构。在对比中新研制的13电平逆变器,具有24个串联的绝缘栅双极晶体管(IGBT);基于PWM的级联H-桥变换器,具有图1所示相同的拓扑,但每个H-桥中的开关是利用PWM开关模式进行切换的,基于PWM的级联变压器型多电平逆变器则是需要4电平专用变压器的一个特殊设计。

  基于PWM的级联变压器型多电平逆变器,具有最少的开关数和独立直流电源数,但它需要安装一特殊变压器。当与新研制逆变器二者输出相同的功率时,虽然其开关数最少,但流过这些开关的电流都比新逆变器的大。

  与二极管钳位型或飞跨电容器型逆变器比较时,新研制逆变器具有较少的元件数,因它无需钳位二极管和平衡电容器。而且,新研制逆变器在模块化电路配置和包装组件时很理想。

  实际上可控制的开关器件,如IGBT和MOSFET(金属氧化物半导体场效应管)作为典型,都具有几纳秒(ns)的接通与断开的延迟。当接通和断开器件时,这些延迟会产生功率损耗。在逆变器中的开关损耗,与开关频率、负载电流和调制率成比例。当功率因数为1、输出恒功率10KW时,新研制逆变器其开关频率为50Hz,开关电流约为40A。如假定开关器件为FGH40N60SFD、500V、40A场阻断(field stop)结构的IGBT,则在上述的条件下开关的损耗约为0.99W。当其操作在功率因数为1时,新研制逆变器的12个开关是在零电流下接通和断开的。而在基于PWM的多电平逆变器内,相同条件下当开关频率为1KHz时,其开关损-耗约19.8W。

  从表4看到,新研制逆变器在功率因数为1时,因为开关频率低,且不用变压器,故具有最高的频率。

  变压器有其本身的损耗,例如线圈的电阻、磁滞和涡流,杂散损耗和机械损耗。为将光伏系统与电网连

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